正弦波逆变器逆变主电路介绍
主电路及其仿真波形
图 1 主电路的仿真原理图 图是输出电压的波形和输出电感
电流的波形。 上部分为输出电压波形， 下面为电 感电流波形。
图输出电压和输出电感电流的波形
图为通过三角载波与正弦基波比较输出的驱动信号，从上到下分别为 S1、S3、 S2、S4的驱动信号，从图中可以看出和理论分析的 HPW调制方式的开关管的工 作波形向一致。
图 开关管波形
从图的放大的图形可以看出，四个开关管工作在正半周期， S1和S3工作在 互补的调制状态，S4工作在常导通状态，S2截止；在负半周期，S2和S4工作 在互补的调制状态，S3工作在常导通状态，S1截止。
图放大的开关管波形
图为主电路工作模态的仿真波形，图中从上到下分别为 C3的电压波形、C1 的电压波形、S3开关管的驱动波形，S1的驱动波形。从图中可以看出在S1关断 的瞬间，辅助电容的电压开始上升，完成充电过程，同时 放电过程，S3开通。
图工作模态仿真波形 图为开关管的驱动电压波形和电感
电流波形图， 图中从上到下分别为电感电 流波形、S3驱动波形、S1驱动波形。从图中可以看出当 S1关断瞬间到S3开通 的瞬间，电感电流为一恒值，S3开通后，电感电流不断下降到 S3关断时的最小 值，然后到 S1 开通之前仍然为一恒值，直到 S1 开通，重复以上过程。根据以上 结论可以看出仿真分析状态和前面的理论分析完全符合。 图开关管的驱动电压波形和电感电流波形
2 滤波环节参数设计与仿真分析 输出滤波电感和电容的选取
对逆变电源而言， 由于逆变电路输出电压波形谐波含量较高， 为获得良好的
S3上的辅助电容完成
正弦波形，必须设计良好的LC滤波器来消除开关频率附近的高次谐波
滤波电容G是滤除高次谐波，保证输出电压的THD满足要求。C越大，则THD 小，但是C不断的增大，意味着无功电流也随之增加，从而增加了逆变电源的 电容容量，同时会导致逆变电源系统体积重量增加， 同时电容太大，充放电时间 也延长，对输出波形也会产生一定的影响。
逆变桥输出调制波形中的高次谐波主要降在滤波电感的两端，所以
L的大小
关系到输出波形的质量。要保证输出的谐波含量较低，滤波电感的感值不能太小。 增加滤波器电感量可以更好地抑制低次谐波， 但是电感量的增加带来体积重量的 加大。不仅如此，滤波电感的大小还影响逆变器的动态特性。 滤波电感越大，电 感电流变化越慢，动态时间越长，波形畸变越严重。而减小滤波电感，可以改善 电路的动态性能，则使得输出电流的开关纹波加大，必然增大磁滞损耗，波形也
会变差。综合以上的分析，在 LC滤波器的参数设计时应综合考虑
本文设计的 LC滤波器如图中所示，
电感的电抗
XL L 2 fL , XL随频率的升高而增大。电容的电抗为 XC
1 C
f
1 2 fC
，
Xc 随频率的升咼而减小
1
1 C
所对应
的频率为谐振频率c，即c
f —— 。设逆变器输出电压的基波频率
2 VLC f
由于0
为0，开关频率为s，则有
ff
f = fc，故
o
L=），电感对基波信号的阻抗小，电容对基波分流信号很小，即基
0C
波器允许基波信号通过。由于 仁二仁，故s
c
L ?
s
s
，电感对开关频
率分量阻抗很大，电容对开关频率分量分流很大，即滤波器不允许开关频率分 量通过，更不允许它的高次谐波分量通过。则该滤波器可以满足滤波要求。
由于采用了高频开关技术，输出正弦波的谐波分量主要集中在开关电源附
近，因此谐振频率可以选得较高。设
而谐振频率
1
，贝
2 LC
-,C -
c
U可得L、C的计算公式:
1 2
（式 1-1）
f本文的逆变电源功率为输出电压为
56 Qo
般取额定负载巳的~倍，而f
235V,开关频率为15KHZ额定负载为
c
一般取开关频率的?倍，本设计取
fc 0.08 fs， Lf
2 fc
0.6RL，则由式（i-i）可计算出: 33.6 2 3.14 1200
4.46mH
（式
1-2
）
Cf
3.949 F （式 1-3）
2 fc
本文
2 3.14 1200 33.6
输出滤波电感的设计
Lf为4.46mH。滤波电容电流的有效值为:
10 235 0.583A
（式 2-1 ）
6
I
I
巳 max 輕迪
4.681A 235
omax
（式 2-2）
UO
容性负载时电感电流最大，因此电感电流的有效值为:
Lf
其中，L
2 2 0
Icf
Io max
1
2lcf」omaxCOS（90 L）
5.08A
（式 2-3）
cos 0.75。考虑到滤波电感电流的脉动量，滤波电感的电流 （1 10%）\\2lLf 1.1 ^2 5.08 7.90A（式 2-4）
峰值为：
I
Lf max
正弦波逆变器设计
