《精通开关电源设计》笔记
三种基础拓扑（buck boost buck-boost）的电路基础： 1， 电感的电压公式V?L?IdI＝L，推出ΔI＝V×ΔT/L
?Tdt2， sw闭合时，电感通电电压VON，闭合时间tON sw关断时，电感电压VOFF，关断时间tOFF
3， 功率变换器稳定工作的条件：ΔION＝ΔIOFF即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。
那么由1，2的公式可知，VON ＝L×ΔION/ΔtON ，VOFF ＝L×ΔIOFF/ΔtOFF ，则稳定条件为伏秒定律：VON×tON＝VOFF×tOFF
4， 周期T，频率f，T＝1/f，占空比D＝tON/T＝tON/（tON＋tOFF）→tON＝D/f ＝TD
→tOFF＝（1－D）/f
电流纹波率r P51 52
r＝ΔI/ IL＝2IAC/IDC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值
ΔI＝Et/LμH Et＝V×ΔT（时间为微秒）为伏微秒数，LμH为微亨电感，单位便于计算 r＝Et/（ IL ×LμH）→IL ×LμH＝Et/r→LμH＝Et/（r* IL）都是由电感的电压公式推导出来
r选值一般比较合适，具体见 P53
电流纹波率r＝ΔI/ IL＝2IAC/IDC 在临界导通模式下，IAC＝IDC，此时r＝2 见P51 r＝ΔI/ IL＝VON×D/Lf IL＝VOＦＦ×（1－D）/Lf IL→L＝VON×D/rf IL 电感量公式：L＝VOＦＦ×（1－D）/rf IL＝VON×D/rf IL 设置r应注意几个方面：
A,IPK＝（1＋r/2）×IL≤开关管的最小电流，此时r的值小于，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26，
最大负载电流时r’＝ΔI/ ILMAX,当r＝2时进入临界导通模式，此时r＝ΔI/ Ix＝2→ 负载电流Ix＝（r’ /2）ILMAX时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A，r’＝，则负载电流为（2）×3＝0.6A时，进入临界导通模式
避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI，则减小r）3，增加输入电压 P63
2
电感的能量处理能力1/2×L×I
2
电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L×IPK，避免磁饱和。
确定几个值:r要考虑最小负载时的r值 负载电流IL IPK 输入电压范围VIN 输出电压VO
最终确认L的值
基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC和变压器 H场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m
2
B场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T）或韦伯每平方米Wb/m
2
恒定电流I的导线，每一线元dl在点p所产生的磁通密度为dB＝k×I×dl×aR/R dB为磁通密度，dl为电流方向的导线线元，aR为由dl指向点p的单位矢量，距离矢量为R，R为从电流元dl到点p的距离，k为比例常数。
-7
在SI单位制中k＝μ0/4?，μ0=4?×10H/m为真空的磁导率。
则代入k后，dB＝μ0×I×dl×R/4?R对其积分可得B＝
3
?04??CIdl?R R3磁通量：通过一个表面上B的总量 Φ＝B?ds，如果B是常数，则Φ＝BA，A是表面
S?积
-7
H＝B/μ→B＝μH，μ是材料的磁导率。空气磁导率μ0=4?×10H/m 法拉第定律（楞次定律）：电感电压V与线圈匝数N成正比与磁通量变化率 V＝N×dΦ/dt＝NA×dB/dt
线圈的电感量：通过线圈的磁通量相对于通过它的电流的比值L=H*NΦ/I 磁通量Φ与匝数N成正比，所以电感量L与匝数N的平方成正比。这个比例常数叫电感常数，
222-9
用AL表示，它的单位是nH/匝数（有时也用nH/1000匝数）L=AL*N*10H 所以增加线圈匝数会急剧增加电感量
若H是一闭合回路，可得该闭合回路包围的电流总量
?Hdl＝IA，安培环路定律
dI可得到 dtV＝N×dΦ/dt＝NA×dB/dt＝L×dI/dt 可得功率变换器2个关键方程： 结合楞次定律和电感等式V?LΔB＝LΔI/NA非独立电压方程 →B＝LI/NA
ΔB＝VΔt/NA独立电压方程 →BAC＝ΔB/2＝VON×D/2NAf 见P72-73
N表示线圈匝数，A表示磁心实际几何面积（通常指中心柱或磁心资料给出的有效面积Ae） BPK＝LIPK/NA不能超过磁心的饱和磁通密度
由公式知道，大的电感量，需要大的体积，否则只增加匝数不增加体积会让磁心饱和 磁场纹波率对应电流纹波率r r＝2IAC/IDC＝2BAC/BDC
BPK＝（1＋r/2）BDC→BDC＝2BPK /（r＋2）
BPK＝（1＋2/r）BAC→BAC＝r BPK /（r＋2）→ΔB＝2 BAC＝2r BPK /（r＋2） 磁心损耗，决定于磁通密度摆幅ΔB，开关频率和温度 磁心损耗＝单位体积损耗×体积，具体见P75-76
Buck电路
电容的输入输出平均电流为0，在整个周期内电感平均电流＝负载平均电流，所以有：IL＝Io
6， 二极管只在sw关断时流过电流，所以ID＝IL×（1－D） 7， 则平均开关电流Isw＝IL×D 8， 由基尔霍夫电压定律知：
Sw导通时：VIN ＝VON＋VO＋VSW → VON＝VIN－VO－VSW
≈VIN－VO假设VSW相比足够小 VO＝VIN－VON－VSW
≈VIN－VON
Sw关断时：VOFF ＝VO＋VD → VO＝VOFF－VD
≈VOFF 假设VD相比足够小
9， 由3、4可得D＝tON/（tON＋tOFF）
＝VOFF/（VOFF ＋VON）
由8可得：D＝VO/{（VIN－VO）＋VO}
D＝VO/ VIN
10，直流电流IDC＝电感平均电流IL，即IDC≡IL＝Io 见5
5，
11，纹波电流IAC＝ΔI/2＝VIN（1－D）D/ 2Lf＝VO（1－D）/2Lf 由1，3、4、9得， ΔI＝VON×tON/L
＝（VIN－VO）×D/Lf＝（VIN－DVIN）×D/Lf＝VIN（1－D）D/ Lf ΔI/ tON＝VON/L＝（VIN－VO）/L ΔI＝VOFF×tOFF/L ＝VOT（1－D）/L ＝VO（1－D）/Lf
ΔI/ tOFF＝VOFF/L＝VO/L
12，电流纹波率r＝ΔI/ IL＝2IAC/IDC 在临界导通模式下，IAC＝IDC，此时r＝2 见P51 r＝ΔI/ IL＝VON×D/Lf IL＝(VIN－VO)×D/Lf IL
＝VOＦＦ×（1－D）/Lf IL＝VO×（1－D）/Lf IL
13，峰峰电流IPP＝ΔI＝2IAC＝r×IDC＝r×IL
14，峰值电流IPK＝IDC＋IAC＝（1＋r/2）×IDC＝（1＋r/2）×IL＝（1＋r/2）×IO 最恶劣输入电压的确定：
VO、Io不变，VIN对IPK的影响：
D＝VO/ VIN VIN增加↑→D↓→ΔI↑, IDC＝IO,不变，所以IPK↑ 要在VIN最大输入电压时设计buck电路 p49-51
例题：变压器的电压输入范围是15-20v，输出电压为5v，最大输出电流是5A。如果开关频率是200KHZ，那么电感的推荐值是多大 解：也可以用伏微秒数快速求解，见P69 （1） buck电路在VINMAX=20V时设计电感 （2） 由9得到D＝VO/ VIN＝5/20＝
3
（3） L=VO×（1－D）/ rf IL＝5*/*200*10*5)=μH （4） IPK＝（1＋r/2）×IO＝（1+2）*5＝6A （5） 需要μH 6A附近的电感
例题：buck变换器，电压输入范围是18-24v，输出电压为12v，最大负载电流是1A。期望电流纹波率为（最大负载电流处），假设VSW＝，VD＝，并且f＝150KHz。那么选择一个产品电感并验证这些应用。
解：buck电路在最大输入电压VIN＝24V时设计
15，二极管只在sw关断时流过电流＝负载电流，所以ID＝IL×（1－D）＝IO 16，则平均开关电流Isw＝IL×D 17，由基尔霍夫电压定律知： Sw导通时：
VIN ＝VON＋VSW → VON＝VIN－VSW
VON≈VIN 假设VSW相比足够小
Sw关断时：
VOFF ＋VIN＝VO＋VD → VO＝VOFF＋VIN－VD
VO≈VOFF＋VIN 假设VD相比足够小
VOFF＝VO＋VD－VIN VOFF≈VO－VIN
18，由3、4可得D＝tON/（tON＋tOFF）
＝VOFF/（VOFF ＋VON）
由17可得：D＝（VO－VIN）/{（VO－VIN）＋VIN }
＝（VO－VIN）/ VO
→VIN＝VO×（1－D）
19，直流电流IDC＝电感平均电流IL，即IDC＝IO/（1－D） 20，纹波电流IAC＝ΔI/2＝VIN×D/2Lf＝VO（1－D）D/2Lf 由1，3、4、17，18得， ΔI＝VON×tON/L＝VIN×TD/L ＝VIN×D/Lf
ΔI/ tON＝VON/L＝VIN/L ΔI＝VOFF×tOFF/L
＝（VO－VIN）T（1－D）/L ＝VO（1－D）D/Lf
ΔI/ tOFF＝VOFF/L＝（VO－VIN）/L
21，电流纹波率r＝ΔI/ IL＝2IAC/IDC 在临界导通模式下，IAC＝IDC，此时r＝2 见P51 r＝ΔI/ IL＝VON×D/Lf IL＝VOＦＦ×（1－D）/Lf IL→L＝VON×D/rf IL r＝VON×D/Lf IL＝VIN×D/Lf IL
=VOＦＦ×（1－D）/Lf IL＝(VO－VIN)×（1－D）/Lf IL 电感量公式：L＝VOＦＦ×（1－D）/rf IL＝VON×D/rf IL r的最佳值为，见P52
22，峰峰电流IPP＝ΔI＝2IAC＝r×IDC＝r×IL
23，峰值电流IPK＝IDC＋IAC＝（1＋r/2）×IDC＝（1＋r/2）×IL＝（1＋r/2）×IO/（1－D） 最恶劣输入电压的确定：要在VIN最小输入电压时设计boost电路 p49-51
例题：输入电压范围12-15V，输出电压24V，最大负载电流2A，开关管频率分别为100KHz、200KHz、1MHz，那么每种情况下最合适的电感量分别是多少峰值电流分别是多大能量处理要求是什么
解：只考虑最低输入电压时，即VIN＝12V时，D＝（VO－VIN）/ VO＝（24-12）/24＝ IL＝IO/（1－D）＝2/（）＝4A
若r＝，则IPK＝（1＋r/2）×IL＝（1+2）×4＝4.8A
－6
电感量L＝VON×D/rILf＝12**4*100*1000＝μH＝*10H f＝200KHz L＝μH，f＝1MHz L＝μH
24，二极管只在sw关断时流过电流＝负载电流，所以ID＝IL×（1－D）＝IO 25，则平均开关电流Isw＝IL×D 26，由基尔霍夫电压定律知： Sw导通时：
VIN ＝VON＋VSW → VON＝VIN－VSW
≈VIN 假设VSW相比足够小
Sw关断时：
VOFF ＝VO＋VD → VO＝VOFF－VD
≈VOFF 假设VD相比足够小
VOFF≈VO
27，由3、4可得D＝tON/（tON＋tOFF）
＝VOFF/（VOFF ＋VON）
由26可得：D＝VO/（VO＋VIN ） →VIN＝VO×（1－D）/D
28，直流电流IDC＝电感平均电流IL，即IDC≡IL＝IO /（1－D）
29，纹波电流IAC＝ΔI/2＝VIN×D/2Lf＝VO（1－D）/2Lf 由1，3、4、26，27得， ΔI＝VON×tON/L＝VIN×TD/L ＝VIN×D/Lf
ΔI/ tON＝VON/L= VIN/L ΔI＝VOFF×tOFF/L ＝VOT（1－D）/L ＝VO（1－D）/Lf ΔI/ tOFF＝VOFF/L＝VO/L
30，电流纹波率r＝ΔI/ IL＝2IAC/IDC 在临界导通模式下，IAC＝IDC，此时r＝2 见P51 r＝ΔI/ IL＝VON×D/Lf IL＝VOＦＦ×（1－D）/Lf IL→L＝VON×D/rf IL
r＝VON×D/Lf IL＝VIN×D/Lf IL r＝VOＦＦ×（1－D）/Lf IL= VO×（1－D）/Lf IL 31，峰峰电流IPP＝ΔI＝2IAC＝r×IDC＝r×IL
32，峰值电流IPK＝IDC＋IAC＝（1＋r/2）×IDC＝（1＋r/2）×IL＝（1＋r/2）×IO /（1－D） 最恶劣输入电压的确定：要在VIN最小输入电压时设计buck-boost电路 p49-51
第3章 离线式变换器设计与磁学技术
在正激和反激变换器中，变压器的作用：1、电网隔离2、变压器“匝比”决定恒比降压转换功能。 绕组同名端，当一个绕组的标点端电压升至某一较高值时，另一个绕组标点端电压也会升至较高值。同样，所有标点端电压也可以同一时间变低。因为它们绕组不相连，但在同一个磁心上，磁通量的变化相同。P89
漏感：可看作与变压器一次电感串联的寄生电感。开关关断的时刻，流过这两个电感的电流为IPKP，也即为一次电流峰值。然而，当开关关断时，一次电感所存储的能量可沿续流通路（通过输出二极管）传递，但是漏感能量却无传递通路，所以就以高压尖峰形式表现出来。 一般把尖峰简单的消耗掉 反激变换器 P93 Vin i_in Cin l Vsw Vo i_out 中心值 Co Vd 占空比 纹波率 一次等效模型 VIN IIN CIN Lp Vsw VOR=VO*n IOR=IO/n IOR/(1-D)= IO /[n*(1-D)] Co/ n VD *n D r 2二次等效模型 VINR= VIN /n IINR=IIN*n n* CIN Ls=Lp/ n Vsw/n VO IO IO/(1-D) Co VD D r 22反激在轻负载时进入DCM，在重载时进入CCM模式 例子：P96
74w的常用输入90VAC～270VAC反激变换器，欲设计输出为5A/10A和12V/2A。设计合适的
反激变压器，假定开关频率为150KHz，同时，尽量使用较经济的额定值为600V的MOSFET。 解：
反激可简化为buck－boost拓扑 1，确定VOR和VZ
最大输入电压时，加在变化器上的整流直流电压是VINMAX＝2*VACMAX=2702=382V Mosfet的额定电压600v，裕量取30v，漏极的尖峰电压为VIN＋VZ＝382+ VZ≤570 VZ≤188V，需选取标准的180v稳压管
VZ /VOR＝时，稳压管消耗明显下降，则VOR＝VZ /＝128V 匝比
假设5V输出二极管正向压降为，则匝比为： n＝VOR/（VO＋VD）＝128/（5+）＝ 最大占空比（理论值）
VINMIN＝2*VACMAX=902=127V
D= VOR /( VOR + VINMIN)=128/(128+127)=这时为100％效率 一次与二次有效负载电流
若输出功率集中在5V，其负载电流为
IO＝74/5≈15A
一次输入负载电流为IOR＝IO /n＝15/＝0.656A 占空比
输入功率PIN＝Po/效率＝74/＝
平均输入电流IIN＝PIN/VIN＝127＝0.832A IIN/D＝ILR因为输入电流只在开关导通时才有
IOR/（1－D）＝ILR因为输出电流只在开关断开时才有 IIN/D＝IOR/（1－D）→D＝IIN /（IIN＋IOR）＝（+）＝ 一次和二次电流斜坡实际中心值
二次电流斜坡中心值为（集中功率时） IL＝IO/（1－D）＝15/（1－）＝34.01A 一次电流斜坡中心值 ILR＝IL/n＝＝1.488A 峰值开关电流 取r＝
则IPK＝（1＋r/2）×ILR＝×＝1.86A 伏秒数
输入电压为VINMIN时，VON＝VIN＝127V
3
导通时间tON＝D/f＝150*10＝μs
所以伏秒数为Et＝VON×tON＝127×＝473 Vμs 一次电感
LμH＝Et/（r* ILR）＝473/（*）＝636μH
离线式变压器，需降低高频铜耗、减小变压器体积等各种原因，r通常取 磁心选择P99，为经验公式，待实践
2
磁心面积Ae＝1.11CM 匝数
如前面的电压相关方程B＝LI/NA，则N＝LI/BA，此时的B应该为ΔB LI＝伏秒数Et，ΔB＝2 BAC＝2r BPK /（r＋2）铁氧体磁心BPK≤ 则有一次绕组匝数（和书上的计算公式不一样，需要公式变换） np＝LI/（ΔB*Ae）
＝Et/{[2r BPK /（r＋2）]*A} ＝(1+2/r)*Et/(2 BPK*Ae)
-6-4
＝473*10(1+2//(2***10) ＝匝
则5V输出的匝数是ns＝np/n＝＝匝≈2匝 取整数 反过来计算np＝ns*n＝2*＝≈46匝
12V绕组的匝数是[（12＋1）/（5＋）]*2=≈5匝，二极管压降分别取1V和 实际的磁通密度变化范围 ΔB＝LI/NA＝Et/ NA＝ T BPK＝ΔB（r＋2）/2r＝ 磁隙 磁芯间距
导线规格和铜皮厚度选择 是个问题，后续看
反激电源设计实例：的待机部分，变压器 20w待机电源5V/4A，超薄电源用，要求变压器体积小，待机电流小于30mA，开关频率67KHz，电压输入范围85-264VAC，650V的芯片内置MOSFET 1，假设 效率η＝ Po＝20W
Pin＝Po/η＝20/＝ 2，DC电压输入范围： 最小输入电压
VDCMIN＝
2*85＝，如下图，电容充电的问题，电压有10％－15％的变化，
所以VDCMIN＝*＝ VDCMAX＝2*264＝
3，确定最大占空比DMAX
在CCM下，一般D小于，避免谐波振荡。取典型值DMAX＝ 反射电压VRO＝[DMAX/（1－DMAX）]×VDCMIN＝（）*＝
公式原理是初级次级绕在同一个磁心上，其磁通总量△Φ相等P90 变压器的磁心面积一样，不同的就是匝数
初级的△Φp＝△Bp*Ae＝△Bs*Ae＝△Φs次级的磁通总量 △Bp＝VΔt/NA＝VINtON/NpAe＝VDCMIN* DMAX /fNpAe 在开关导通时间 △Bs＝Vo*tOFF/ NsAe＝（Vo+VF）*（1－ DMAX ）/fNsAe 在开关断开时间 推出VDCMIN* DMAX /Np＝（Vo+VF）*（1－ DMAX ）/Ns
匝比n＝Np /Ns =VDCMIN* DMAX /[（Vo+VF）*（1－ DMAX ）]＝实际为14
VRO＝n（Vo+VF）= VDCMIN* DMAX /（1－ DMAX ）＝*＝
4，变压器的初级电感Lp
反激有CCM和DCM两种工作模式，随负载和输入电压的变化而变化，超薄电源为将变压器最小化，将初级电感取小，在最小输入电压时，将电路工作在临界导通模式，则正常工作时都是在DCM模式。此时电流的纹波率r＝2
2
L＝VON×tON/△I＝VIN×D/f rIL＝VIN×D/f r(PIN/ DVIN)＝(VINMIN×DMAX)/ f rPIN
23
＝（*）/（*2*67*10）＝μH 实际600μH 5，确定磁芯和初级线圈的最小匝数 选择磁心有有几种不同的公式，有算磁心体积的，有算磁心截面积和开窗面积乘积的。总之，要适应本电源的实际应用，就要选择扁平的磁心。
2
《精通开关电源设计》提供的公式磁心体积Ve＝[*（2+r）/r] * PIN/f f单位为KHz p99
3
Ve＝2229mm实际选择变压器，要求是扁平的形状，压低高度，利于超薄电源设计。 Np＝（1+2/r）*VON*D/（2*BPK*Ae*f）＝（1+2/r）*VINMIN*Dmax/（2*BPK*Ae*f） P100 P72
-63
＝（1+2/2）**（2**141*10*67*10）＝ 如取B＝，则Np＝匝
2
规格书没有磁心的Ae，实际测量的为Ae＝141mm，供应商提供的实际变压器为28匝 6确定输出匝数
匝比n＝Np/Ns＝VRO/（Vo＋VF）＝（+）＝ 实际为14
则5V输出的匝数为Ns＝＝ 则为2匝，1匝漏感大，实际是2匝 则Np＝2*＝＝32匝，实际28匝
VCC匝数为n＝（VCC＋VF）/（Vo＋VF）＝（16+）/（+）＝ NVCC＝2*＝＝6匝，实际为7匝
磁心气隙计算，也有不同的计算方式
第5章 导通损耗和开关损耗
开关损耗与开关频率成正比
Vgs电压增大，到超过MOSFET提供的最大负载电流值后，则是“过驱动”，有助于减小导通电阻。
MOSFET导通关断的损耗过程P145
1、 导通过程中，开关两端电压，直到电流转换完成才开始变化。即VI有交迭 2、 关断过程中，直到开关两端电压转换完成，其电流转换才开始 导通损耗，mosfet的导通损耗与占空比有关，与频率无关 寄生电容
有效输入电容Ciss，输出电容Coss，反向传输电容Crss，他们与极间电容的关系如下： Ciss＝Cgs＋Cgd Coss＝Cds＋Cgd Crss＝Cgd
则有下式（Ciss，Coss ，Crss在产品资料中有） Cgd＝Crss
Cgs＝Ciss－Crss Cds＝Coss－Crss
门极开启电压Vt，mosfet的栅极有开启电压，只有栅极电压超过开启电压，才能使mosfet完全导通，即把流过mosfet的电流超过1mA时的状态定义为导通状态。 所以传导方程要改g＝Id/Vgs → g＝Id/（Vgs－Vt）
如上图简化模型，mosfet导通和关断各有4个阶段P150
导通是Id电流先增加t2，Vd电压后减小t3。电流增加时间是对Cg充电从Vt到Vt＋Io/g的时间。电压减小的时间是利用Cgd流出电流＝驱动电阻电流
关断是Vd电压先增加t2，Id电流后减少t3。电压增加时间是利用Cgd流出电流＝驱动电阻电流；电流减少是Cg放电从Vt＋Io/g到Vt的时间 t1阶段
导通过程t1，
Vgs从0上升到开启电压Vt，对Cg＝Cgs＋Cgd充电 关断过程t1，
Vgs下降到最大电流时电压Vt＋Io/g，Cg＝Cgs＋Cgd放电 t2阶段，有交越损耗 导通过程t2，
Id从0上升到Io＝g*（Vgs－Vt），
Vgs继续上升到Vt＋Io/g，对Cg＝Cgs＋Cgd充电 Vd因漏感出现小尖峰，其余Vd＝Vin不变。 t2是对Cg充电从Vt到Vt＋Io/g的时间。 关断过程t2，
Vgs被钳位于Vt＋Io/g不变，因为Io不变，Vgs＝Vt＋Io×g也不变。所以Cgs没有电流 Vd从0变至Vin，所以有电流流过Cgd注入栅极，同时有同样电流通过Rdrive流出。 t2时间，由I＝Cdv/dt ＝/t由上行知道=（Vt＋Io/g－Vsat）/Rdrive Vsat为驱动电路的晶体管导通电压，一般为
则t2阶段时间为＝Cgs×Vin×Rdrive/（Vt＋Io/g－Vsat） t3阶段，有交越损耗 导通过程t3
Vgs被钳位于Vt＋Io/g不变，因为Id＝Io不变，Vgs＝Vt＋Io×g也不变。所以Cgs没有电流
Vd从Vin变至0，所以有电流流过Cgd流出栅极，同时有同样电流通过Rdrive流入。用这个来计算该阶段的时间。 关断过程t3
Vgs由Vt＋Io/g继续下降到Vt，Cg＝Cgs＋Cgd放电， Id从Io＝g*（Vgs－Vt）下降到0
Vd因漏感出现小尖峰，其余Vd＝Vin不变 t4阶段
该阶段，导通Vgs继续Cg充电，关断Cg继续放电。其它不变
栅荷系数，用来描述寄生缓冲电容的影响。目前都基于极间电容为定值来分析通断 P155 Idrive是驱动电路，通过Rdrive的电流
t1?t2根据C＝Q/V，Qgs＝Ciss×（Vt＋Io/g） Qgs＝
?Idrive*dt
0t1?t2?t3将I＝CdV/dt代入t3（Vin变化为0），Qgd＝Cgd×Vin Qgd＝
t1?t2?Idrive*dt
单独分析t3，将C＝Q/V代入该点，Qg＝Ciss×（×Vdrive）＋Qgd
t1?t2?t3?t4Qg＝
?Idrive*dt
0实际例子：
假设开关管的工作条件是：电流22A、电压15V、频率500KHz。其最低驱动电阻（一个幅值的脉冲通过它作用于栅极）是2Ω。关断时，开关管的关断电阻是1Ω。据此计算出其开关损耗和导通损耗。
Ciss＝Qgs/（Vt＋Io/g）＝8/（+22/100）＝6299pF 在指定的曲线上Ciss＝4200pF
则缩放比例为Scaling＝6299/4200＝ Ciss＝4200*＝6300pF Coss＝800*＝1200pF Crss＝500*＝750pF 则
Cgd＝Crss＝750pF
Cgs＝Ciss－Crss＝6300－750＝5550 pF Cds＝Coss－Crss＝1200－750＝450 pF Cg＝Cgs＋Cgd＝6300 pF 导通时
时间常数是Tg＝Rdrive×Cg＝2*6300pF＝ 电流传输时间为
t2＝－Tg×In{1－Io/[g×（Vdrive－Vt）]}=－×In{1－22/[100×（－）]}＝ 电压传输时间为
t3＝Vin×（Rdrive×Cgd）/[ Vdrive－(Vt+Io/g)]＝15*（2*）/[－+22/100)]= 所以，导通过程的交叉时间是 tcross_turnon＝t2＋t3＝+＝ 因此，导通的交叉损耗是
-95
P cross_turnon＝1/2×Vin×Io×tcross_turnon×fsw＝1/2*15*22**10*5*10＝ 关断时
时间常数是Tg＝Rdrive×Cg＝1*6300pF＝ 电压传输时间为
T2＝（Vin×Cgd×Rdrive）/（Vt＋Io/g）＝（15**1）/（+22/100）＝ 电流传输时间为
T3＝Tg×In[(Io/g+Vt)/Vt]＝*In[(22/100+/]= 关断的交叉时间是
tcross_turnoff＝T2＋T3＝+＝10ns 因此，关断的交叉损耗是
-95
Pcross_turnoff＝1/2×Vin×Io×tcross_turnoff×fsw＝1/2*15*22*10*10*5*10＝ 最终总的开关交叉损耗是：
Pcross＝P cross_turnon＋Pcross_turnoff＝+＝
Cds电容并不影响V－I重叠面积（因为不和栅极连接）。但是在开关管关断和导通时分别充电和放电，这也是额外损耗（消耗在那里），在低压是不明显，但是在高压时这个损耗比较大。
2-1225
P_Cds＝1/2×Cds×Vin×fsw＝1/2*450*10*15*5*10＝
因此总的开关损耗是
Psw＝Pcross＋P_Cds＝+＝ 驱动损耗是
-95
Pdrive＝Vdrive×Qg×fsw＝*36*10*5*10＝
在反激DCM模式下，mosfet的导通损耗原则上是0，关断时，电感中电流为纹波电流。
第6章 布线要点
第7章 反馈环路分析及稳定性
需要数学知识有傅里叶变换、拉普拉斯变换。还要熟悉微积分、级数、复变函数。
第8、9、10、11、12、13、14章 传导EMI方面
dBμV＝20×log（mV/10） P240
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1mV→20×log（10/10）＝60 dBμV
dB＝20×log（n）→1dB＝20×log（） 0dB＝20×log（1）
传导发射的限制通常最高只达到30MHz，因为电网上30MHz以上的传到噪声会迅速衰减，不会传播的很远并造成干扰。
整流桥二极管会产生大量中频到高频的噪声，尤其在关断瞬间。 线路阻抗不平衡，会使CM噪声转变成DM噪声 这个实践性比较强，先写几个注意事项：
1， DM扼流圈放在AC输入端，用于DM噪声消除，一般DM扼流圈比较小， 2， 放2个CM扼流圈，一般CM扼流圈比较大，达到mH级，因为Y电容比较小 3， 在桥堆前面放一个X电容，用于平衡2线上的CM噪声，使CM扼流圈有用 4， Y电容不能太大，有安全考虑，LC滤波器的设计
5， DM噪声大部分因为，开关管的滤波电容，其ESR不能为0，开关管的电流在ESR上形成
噪声电压源。 CM噪声，主要来自开关管（漏极）和散热支架（接地）之间有耦合电容，高频开关电压和地之间通过电容充放电，形成到地的CM噪声。还有一部分是来自变压器。P255-263
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精通开关电源设计笔记
