开关电源设计步骤
主要技术性能指标要求
额定输入电压/频率：85∽265V 50/60Hz 额定输出：DC5V/2.4A 转换频率：μ=80% 选用芯片型号：UC3843 一、 保险管参数计算
F=2*P0/（μ*Vinmin*0.6）=2*(Pout+Pf)/（μ*Vinmin*0.6）=2*(Vout+Vf)*Iout/（μ*Vinmin*0.6） =2*(5+0.3)*2.4/(0.8*85*0.6)≈0.62A F=2*P0/（μ*Vinmin*0.98）(有功率因数校正措施的计算公式) （1）0.6为不带功率因数校正的功率因数估值；
（2）P0为总输出功率,Pout为输出功率，Pf为输出整流二极管的消耗功率，μ为转换效率；
（3）Vinmin为最小输入电压，Vout为输出电压，Vf为输出整流二极管正向压降，取0.3V，Iout为输出电流； （4）2为经验值，在实际应用中，保险管的取值范围是理论值的1.5—3倍； （5）0.98为功率因数值（PF）； 二、 NTC参数计算
Rt=Rn*e
[B(1/(T1*Tn)]
(1) Rt为热敏电阻在T1温度下的阻值； (2) Rn为热敏电阻在常温Tn下的标称电阻值； (3) B为材质参数（常用范围为2000K—6000K）； (4) e=2.71828，是以自然数e为底的指数；
(5) T1和Tn为绝对温度下K（即开尔文温度），K=273.15+摄氏度。 三、 压敏电阻参数计算
一般选择标称压敏电压V1mA和通流容量两个参数。 a=1.2,b=0.85,c=0.9,Vrms=220V
V1mA=1.414*a*Vrms/(b*c)=1.414*1.2*220/(0.85*0.9) ≈488.02V
（1） a为电路电压波动系数，一般取值1.2，b为压敏电阻误差，一般取值0.85，c为元件老化系数，一般取值0.9； （2） Vrms为交流输入电压的有效值，V1mA为压敏电阻实际取值的近似值； （3） 1.414为交流状态下考虑的峰峰值。 四、 安规电容参数——X/Y电容 X电容选择 安全等级 X1 X2 X3 峰峰值脉冲电压 2.5KV 漏电流要求 ≤0.7mA ≤0.35mA Y电容 Y1 Y2 Y3 Y4 经验总结： 耐压范围 ≥8KV ≥5KV 2.5KV≤Y3≤5KV ≤2.5KV 额定电压范围 ≥250Vac 150Vac≤Y2≤250Vac 150Vac≤Y3≤250Vac <150Vac 绝缘等级 双重或加强型 基本或附加型 基本或附加型 基本或者附加型 （1） Y电容总容量不超过4700pF；（2）JB151中规定Y电容总容量不应大于0.1uF。 五、 共模电感参数计算 1、共模电感量计算 EMI等级要求：FCC class B 假设对地Y电容取值 C=3300pF 则，EMI测试频率：传导：150KHz—30MHz， EMC测试频率：30MHz-3GHz 通常将截止频率设定为50KHz，则 共模电感量L=1/[（2*π*f0）2*C]=1/[(2*3.14159*50*103)2*3300*10-12] ≈3.07mH 2、共模电感铜线线径计算： 取共模电感绕组铜线的电流密度jcu=4.0A/mm2,电源最大占空比取Dmax=0.45（留余量），则 Pin=P0=(Vout+Vf)*Iout/μ=（5+0.3）*2.4/0.8=15.9W 最小直流输入电压：Vdcmin=1.414*Vinmin=1.414*85=120.19V Iin_avg=Pin/(Vdcmin*Dmax)=15.9/(120.19*0.45) ≈0.29A Aw=2*Iin_avg/jcu=2*0.29/4=0.145mm2 由线直径d=√4 ? Awπ =√4? 0.1453.14159 ≈0.43mm，取d=0.45mm. (1) jcu为无强制散热情况下每平方毫米所通过的电流，若有散热要求，可选择6A/mm2来计算； (2) 2为常数； (3) Iin_avg为输入电流的平均值。 六、 整流桥参数计算 最小耐压：Vdmin=2?√2*Vinmax=2?√2*265≈749.42V 最小耐电流：Ibrmin=5*Pin/Vinmin=5*15.9/85≈0.94A，其中5为输入电流的有效倍数，经验值 整流桥最小功耗：Pbr=2*Vf0*Pin/Vinmin=2*0.7*15.9/85≈0.26W,其中Vf0=0.7V为整流桥的正向压降 七、 输入滤波电容容值参数计算 最小输入直流电压：Vdcmin=√2*Vinmin=√2?85=120.19?? 最小容量Cdc_min=Pin/[f*(VdcmiNs-VinmiNs)]=15.9/[50*(120.192-852)] ≈44uF,其中f为 输入交流电的频率 取△Cdc=20%容差裕量，则Cdc=Cdc_min/(1-△Cdc)=44/(1-0.2)=55uF 电容最小耐压：Vcmin=√2*Vinmax=1.414*265=374.71V 经验总结：uF/W AC 100—115V 230V 85—264V 八、 高频变压器设计 根据电源管理芯片资料得知，其工作频率Fsw=66KHz（根据所选用的芯片而定） 则，最小周期T=1/Fsw=1/66KHz≈1.5*10-5S 设最大占空比Dmax=0.4，变压器骨架选用EE20 半波 5—8uF 1—2uF 5—8uF 全波 3—4uF 1uF 3—4uF （Ae=31mm2,Aw=50.7mm2,Ap=0.1572cm4,Al=1460nH/NS） 1、 原副边绕组感应电动势幅值E1和E2 E1min=1.3*Vinmin=1.3*85=110.5V E1max=1.3*Vinmax=1.3*265=344.5V E2=Vout+Vf=5+0.3=5.3V 2、 初次级匝数Np和Ns 匝数比N=Dmax*E1min/[(1-Dmax)*E2]= 0.4*110.5/[(1-0.4)*5.3] ≈13.9 由D=N*E2/(E1+N*E2)得 Dmax=N*E2/(E1min+N*E2)=13.9*5.3/（110.5+13.9*5.3）≈0.4 Dmin= N*E2/(E1max+N*E2)=13.9*5.3/（344.5+13.9*5.3）≈0.18 原边绕组导通时间Ton=D*T，则 Tonmax=Dmax*T=0.4*1.5*10-5=6.0*10-6S Tonmin=Dmin*T=0.18*1.5*10-5=2.7*10-6S 于是 E1min*Tonmax=110.5*6.0*10-6=6.63*10-4V*S E1max*Tonmin=344.5*2.7*10-6=9.30*10-4V*S Np= E1min*Tonmax/（Ae*△B）=6.63*10-4/（0.2*31*10-6）≈106.9匝 ，其中磁通常数△B取0.2T 取整数后得Np=107匝 次级匝数Ns=Np/N=107/13.9=7.7匝，取整数得Ns=8匝 3、 因Np和Ns取整后引起匝数比N的变化，则返回调整Dmax和Dmin 新匝数比N=Np/Ns=107/8=13.375 新Dmax=N*E2/(E1min+N*E2)=13.375*5.3/（110.5+13.375*5.3）≈0.39 新Dmin=N*E2/(E1max+N*E2)=13.375*5.3/（344.5+13.375*5.3）≈0.17 新Tonmax=Dmax*T=0.39*1.5*10-5≈5.9*10-6S 新Tonmin=Dmin*T=0.17*1.5*10-5≈2.6*10-6S 于是 E1min*Tonmax=110.5*5.9*10-6=6.52*10-4V*S E1max*Tonmin=344.5*2.6*10-6=8.96*10-4V*S 新△B= E1min*Tonmax/（Ae*Np）=6.52*10-4/(31*10-6*107) ≈0.197 4、 临界电感Lp和Ln参数计算 临界点选取：Iout=2.4A，Pout=5.3*2.4=12.72W 初级电感量Lp=( E1max*Tonmin)2/(2*Pout*T)=（8.96*10-4）2/(2*12.72*1.5*10-5) ≈2.1mH 次级电感量Ln=Lp/N=2.1*10-3/13.375≈157uH 5、 原副边绕组电流平均值I1avg和I2avg计算 当E1=E1min时，△I1= E1min*Tonmax/Lp=6.52*10-4/（2.1*10-3）≈0.31A △I2=N*△I1=13.375*0.31≈4.15A 原副边电流在Ton时间内的平均值I1avg和I2avg I1avg=E2*Iout/（E1min*Dmax*μ）=5.3*2.4/（110.5*0.39*0.8）≈0.37A I2avg=Iout/（1-Dmax）=2.4/（1-0.4）=4A 6、 原副边绕组中电流的有效值I1rms和I2rms计算 I1rms=√[(I1avg?I2rms=√[(I2avg? I1avg+△I2avg+△ ， )?(1?Dmax)]=√[(0.37?0.37+12 )?(1?Dmax)]=√[(4?4+12 I2 4.1512 I10.3112 )?(1?0.39)]≈0.32A )?(1?0.39)]≈3.16A 7、 原副边绕组的线径D1和D2计算 取铜线的电流密度jcu=4.0A/mm2，则初级绕组导线的截面积Scu1=I1rms/jcu=0.32/4=0.08mm2 由D=√4 ? Scuπ 得 D1=√4? I1rmsπ?jcu =√4? ≈0.32mm 3.14159?4.0 0.32 D2=√4? I2rmsπ?jcu =√4? ≈1.0mm 3.14159?4.0 3.16 则取整数后得 D1=0.35mm，D2=1.0mm 8、 反馈绕组计算 因反馈绕组其负载电流小，可选择与原边相同的线径。为保证UC3843A正常工作，其启动工作电压取13V（视具体IC的工作电压而定），则E3=13+0.7=13.7V（其中0.7V为整流二极管的压降） N3=E3*Ns/E2=13.7*8/5.3≈20.7匝 取整数得N3=21匝 气隙计算： Lg=0.4π*Np2*Ae/（Lp*104）=0.4*3.14159*1072*31/（2.1*104）=21.2mm 9、 验证磁芯选择是否合适 （1） 由電感量Lp=Al*Np2得Lpmax=1460*10-9*1072≈16.7mH，因LP 则实际绕组最大的窗口面积Aw1=（Np+N3）*π*D12/4+Ns*π*D22/4 =（107+21）*3.14159*0.352/4+8*3.14159*1.02/4≈18.6mm2 因为实际绕组最大的窗口面积Aw1 九、 MOS管参数计算 最小耐压：Vdsmin=2Vdcmax=2*√2*265≈749.42V 最小耐电流：Idrms=Iout*1.2*Pout/[Vdcmin*μ*（1-Dmax）] =2.4*1.2*12.72/[120.19*0.8*(1-0.39)] ≈0.62A 其中Idrms为MOS管所通过的最小电流有效值，Vdsmin为MOS管的最小耐压； MOS管导通损耗：Pds= Idrms2*Rds，即电流有效值的平方乘以MOS管的内阻 MOS管过流保护电阻计算： 由于送入UC3843的3脚的检测电压高于Vt=1.0V时，过流保护电路工作。 由Iout=Vt/Rs-max*Ns/Np得 Rs-max=Vt*Ns/(Iout*Np)=1.0*8/(2.4*107) ≈0.031Ω 则取Rs=0.03Ω（实际保护电流设定为2.49A） 十、 输出滤波电容与电感的参数计算 若输出电压波动为0.4%（一般为0.3%-0.4%），电流波动为20%（通常取20%），则 Voutmax=Vout*（1+0.4%）=5*（1+0.4%）=5.02V 次级绕组上的最小电压Vnmin=（Voutmax+Vf）/Dmax=（5.02+0.3）/0.39≈13.64V 最小电感量L=Tonmax*（Vnmin-Vf-Voutmax）/△I=6.0*10-6*（13.64-0.3-5.02）/（20%*2.4）=10.4uH 电感的线径d=√4 ? Ioutπ?jcu =√4? ≈0.87mm，取整数得d=0.9mm 3.14159?4.0 2.4 纹波电压△V=0.4%*Vout=0.4%*5=20mV 纹波电流△I=20%*Iout=20%*2.4=480mA 则电容阻抗ESR=△V/△I=20/480≈0.042 通过查询相对的电容规格资料（视供应商而定）得，当ESR=0.042时，C=1000uF 经验值：C=Iout*（200—300）=2.4*（200—300）=480uF—720uF 则选用2个470uF电解电容和15uH电感组成π型滤波电路 十一、RCD箝位电路设计 1、RCD电路中电阻R参数计算 若MOS管考虑90%的降额使用系数，由步骤九计算结果可知Vdsmin=749.42V，则选用最高耐压800V的MOS管，即Vbrmax=800V 箝位电压Vclamp=0.9Vbrmax-Vdcmax=0.9*800-√2*265=345.29V 最小折射电压Vor=Dmax*Vdcmin/（1-Dmax）=0.39*√2*85/（1-0.39）≈76.8V 由能量守恒得 Wclamp=W1+W1*Vclamp/（Vclamp-Vor） （1） Wclamp为箝位电阻消耗的能量，W1为原边绕组漏感中存储的能量； （2） Vor为副边到原边的最小折射电压，Vclamp为箝位电压 将能量转换成平均功率，则 Pr-clamp=Fsw*Llk*Ids-peak2*[1+Vor/（Vclamp-Vor）] （1） Fsw为变压器的工作频率； （2） Llk为原边绕组的漏感量，一般约为原边电感量的5%； （3） Ids-peak为MOS管的最大峰值电流（即低压满载时的峰值电流） Ids-peak=Ipk=2*（Pout+Pf）/（Vdcmin*Dmax*μ）=2*（5+0.3）*2.4/（120.19*0.39*0.8）≈0.67A 由Pr-clamp=Vclamp2/Rc得 Rc=2*（Vclamp-Vor）*Vclamp/（Llk* Ids-peak2*Fsw） =2*（345.29-76.8）*345.29/（5%*2.1*10-3*0.672*66*103）≈59.6K 则取Rc=56K Pr-clamp=Vclamp2/Rc=345.292/（56*103）≈2.1W 考虑到箝位保护电路仅在MOS管关断对应的半个周期内工作，则实际功率为计算值的一半（假设占空比为50%），所以 Pr= Pr-clamp/2=2.1/2=1.05W 2、RCD电路中的电容C参数计算 通常假设箝位电压波动为5%—10%，则取此处取5%计算 由C>Vclamp/（△Vclamp*Rc*Fsw）得 Cmin= Vclamp/（△Vclamp*Rc*Fsw）=345.29/（5%*345.29*56*103*66*103）=5.4nF Vc-min=Vclamp+△Vclamp1=345.29+10%*345.29≈380V 则取C=6.8nF/1KV 3、RCD电路中的阻尼电阻参数计算 阻尼电阻Rz应满足以下条件：10%*Vclamp/（0.8*Ipk）≤Rz≤100Ω 则Rzmin=10%*Vclamp/（0.8*Ipk）=10%*345.29/（0.8*0.67）≈64.4Ω 取Rz=68Ω/2W 十二、输出肖特基整流二极管参数计算 最小耐电流：Id>3*Iout=3*2.4=7.2A 最小耐电压：Vdmin=1.5*（Vdcmax/N+Vout）=1.5*（√2*265/13.375+5）≈49.5V 则选择Id=8A，Vd=60V 十三、输出肖特基整流二极管的RC吸收电路参数计算 若采用RC吸收：电容C上的电压在MOS开通后到稳态时的电压为Vout+Vdcmax/N（Vout为输出电压，Vdcmax为最大直流输入电压，N为变压器原副边的匝数比），则可认为在一个吸收周期内，RC电路吸收/消耗的能量EQ为次级漏感的尖峰能量和RC稳态充放电的能量之和。 EQ=Fsw*C*（Vout+Vdcmax/N） 若只考虑有电阻R消耗能量，则EQ=（Vout+Vdcmax/N）2/R 于是，若取C=1nF，则 R=1/（Fsw*C）=1/(66*103*10*10-9) ≈15K 电阻R消耗的功率：Pr1=（Vout+Vdcmax/N）2/R=【5+(√2*265)/13.375】2/（15*103）≈72.6mW 电容C的最小耐压：Vc-min=Vout+Vdcmax/N=5+(√2*265)/13.375≈33V 十四、控制补偿回路设计 通过上面的计算结果可知如下参数： 输入电压：85—265Vac 50—60Hz 输出：5V/2.4A （假设最低电流为0.3A） 转换效率：μ=80% 原边电感量：Lp=2.1mH
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