此SIZE-D驱动电流较小，Vcc负载比新制动单元小，SIZE-DVcc电压下降慢。
③ 变压器有一路绕组给Vcc供电，新制动单元Vcc限流电阻为10Ω，SIZE-D为36Ω，新制动单元Vcc
供电电流比SIZE-D大，这一点新制动单元优于SIZE-D。 综上，针对（1）、（2）做对比试验 (1) 针对Vcc滤波电容试验的波形如下 新制动单元，滤波电容加大为100uF，启动时Vcc最低为。 SIZE-D滤波电容减小为47uF，启动时Vcc最低为，仍高于47uF滤波电容值的新制动单元。 (2)更改新制动单元MOS驱动电阻为100Ω，启动时Vcc最低仍为11V，表明此电阻对Vcc电压无影响。原因：MOS门极电压升到15V所需要的电量是一定的，亦即UC2844输出的能量是一定的，驱动电阻只是决定了电压上升的快慢，并不改变UC2844负载大小
2、UC2844 Pin1（电压反馈）波形
稳定工作时的波形（高分辨率模式）
CH1：UC2844 Pin1 CH2：UC2844 Pin3 CH3：MOS驱动
从上面的波形可以看出，UC2844 Pin1电压波动很大，有约1ms的时间为0V，即反馈光耦U10（CTR为200~400）处于饱和导通的状态，这段时间内MOSFET驱动完全关闭。从原理图上看，UC2844的Pin1与Pin8之间没有接电阻，光耦次级侧电流IC完全靠UC2844 Pin1提供，但是UC2844 Pin1的拉电流能力（误差放大器输出为高电平时的输出电流）很小（如下图所示），导致光耦次级IC很小，当主反馈电压偏高时，光耦IF增大，使得初、次级满足IF*CTR>IC，光耦饱和导通。
UC2844内部误差放大器特性
尝试在UC2844 的Pin1、Pin8之间接电阻，当Pin1电压低于Pin8电压（5V）时，Pin8可以通过此电阻给光耦次级侧提供电流，增大Ic，使光耦不进入饱和导通状态。通过实验对比可以看出加电阻确实可以使光耦一直工作在放大区，这样可以明显减小输出电压的纹波（实验中测试的是UC2844电源Vcc）
（1）加电阻2kΩ，稳态时波形如下，UC2844 Pin1电压在左右 CH1：UC2844 Pin1 CH2：MOS驱动
（2）加电阻Ω，稳态时波形如下，UC2844电源Vcc纹波150mV，Pin1电压2V左右 CH1：UC2844 Pin7（Vcc） CH2：MOS驱动 CH3：UC2844 Pin1
（3）未加电阻时波形如下，UC2844电源Vcc纹波高达530mV
CH1：UC2844 Pin7（Vcc） CH2：MOS驱动 CH3：UC2844 Pin1
三、 电动汽车低压驱动板开关电源
低压驱动板上有2两路开关电源，输入电压都是24V低压，但负载不同，电路设计不一样。 1、开关电源1启动波形
（1）第一个驱动，持续时间长，电流检测电阻上的电压已经达到。由于输入电压只有24V，变压器匝间电容几乎不会引起MOSFET开通时的电流尖峰
CH1：电流检测电阻电压 CH2：Isense电压
2、稳态时的波形（DCM）
由于变压器有漏感，等效为与变压器原边绕组串联，MOS开通时漏感会储存能量，当MOS关断时漏感储存的能量不能传递到副边，此部分能量需要寻找泄放途径，就会在MOS电压上形成尖峰。在DCM状态，电流较小，因此MOS关断时尖峰电压较低，如下图为49V CH1：MOS管电压Vds CH2：次级侧+17U整流二极管电压
DCM状态，当次级侧整流二极管续流结束时，初级侧励磁电感和MOSFET的输出电容Coss(D、S之间电容)谐振，励磁电感感量大，所以谐振幅度大，频率低（f=1/(2π*√LC)），引起谐振的过程如下：
（1）首先，在副边传递能量的过程中，MOS管上的电压是输入电压与副边反射电压之和。由于两者都是稳定的，所以前期电压是稳定的。
（2）当能量传递完成的时候，副边相当于开路，原边也相当于开路，那么原边电路等效为一个输入电源，一个变压器绕组，一个MOS管输出电容，即电源+电感+电容，由于电容上的电压与电源电压不相等，所以只能发生谐振。振荡开始阶段，MOS管输出电容上的电压（输入电压Vin与反射电压Vr之和）比输入电压高，MOS管输出电容开始通过变压器原边给输入电源充电，所以MOS管DS电压开始降低，由于RCD钳位电路的存在，这个振荡是阻尼振荡，幅度越来越小，直到Vds稳定在输入电源电压。谐振电压通过变压器耦合到次级侧整流二极管
CH1：MOS管电压 CH3：+17U整流二极管电压
3、CCM状态
红线左边为整流二极电源启动时，电路处于CCM状态，负载电流较大， MOSFET关断时尖峰电压较高，如下图为63V。MOS
管续流，右边则是续流管关断期间副边二极管一直在导通，原边MOS管电压被钳位在输入电压与反射电压之和，因此MOS管关断
结束，初级侧发生谐振 后不会出现DCM时的谐振
CH1：MOS管电压Vds CH2：次级侧+17U整流二极管电压
Vin Vin+V
由于MOSFET关断时会有很高的尖峰电压，如果不采取措施，此电压可能会击穿MOSFET，因此电路中都会加RCD吸收，如下图中红色选中器件D30、C71及与C71并联的4个电阻。
开关电源1 MOS管RCD吸收电路
从下图波形可以看出，当MOS导通时D30承受约40V的反压；MOS关断瞬间， Vds电压上升到电源电压与反射电压之和（即Vin+Vr），此时D30导通，漏感能量经过D30给电容C71充电。
CH1：D30电压 CH3：MOS管电压Vds
稳态时（DCM状态）D30波形 左图红框展开波形
D30导通
电容C71上的电压波形如下，在17V左右波动。D30导通时C71吸收漏感能量，电压升高，漏感能量释放完毕后D30截止，C71电压逐渐降低，直到D30再次导通
CH1：D30电压 CH3：电容C71两端电压
关于RCD吸收电路的原理与分析计算，请参考附件
4、开关电源2反馈电路
（1）TL431等效电路图如下
电压反馈的稳压原理：当主反馈电压（+5V）升高时，经电阻R125、R155分压后接到TL431的参考输入端(误差放大器同向输入端)的电压升高，使得TL431阴、阳极间电压Vka降低，进而光耦的二极管电流IF变大，于是光耦集射极动态电阻变小，集射极间电压变低，即UC2844的Pin1电压变低，使得MOSFET功率管的导通时间变短，于是传输到次级线圈的能量减小，使输出电压降低。参考波形如下：
稳态时的波形，数学函数为CH1-CH2，即R150上的电压，最高825mV，最低680mV，二极管导通压降为，则可以算出流过光耦二极管的电流IF最高，最低
CH1：+5V CH2：U22 Pin1 CH3：U22 Pin2（Vka） MATH：CH1-CH2(R150压降)
CH1：+5V CH2：U22 Pin1 CH3：U22 Pin2（Vka） CH4：MOS驱动
（2）电源启动时反馈电路波形
Vka有一个电压下降的点，此时主反馈电压还未达到5V，TL431还未开始工作；电阻R150压降218mV，则TL431电流IKA为，光耦U22二极管压降，未导通；之后IKA开始显著增加
主反馈电压达到5V时，TL431开始工作，光耦U22初级侧导通，二极管压降为1V，次级侧Vce开始下降，此时R150压降为470mV，则TL431电流IKA为1mA
CH1：+5V CH2：U22 Pin1 CH3：U22 Pin2（Vka） CH4：U22 Vce MATH：CH1-CH2(R150压降)
启动时波形
Vka有一个电压下降的点，此时电阻R150压降218mV
CH1：+5V CH2：U22 Pin1 CH3：U22 Pin2（Vka） CH4：U22 Vce MATH：CH1-CH2(R150压降)
主反馈电压达到5V时，光耦U22次级侧Vce开始下降，此时R150压降为470mV
CH1：U22 pin1 CH2：U22 pin2（Vka） CH4：U22 Vce MATH：CH1-CH2(光耦U22二极管压降)
CH1：U22 pin1 CH2：U22 pin2（Vka） CH4：U22 Vce MATH：CH1-CH2(光耦U22二极管压降)
Vka有一个电压下降的点，此时光耦U22二极管压降
光耦U22次级侧Vce开始下降时初级侧二极管压降为1V
对比看开关电源1反馈电路
启动时的波形如下，可以看出当+17U-电压上升到10V左右时光耦U8次级侧电压就开始下降，一段时间后上升并再次下降，此电压波动说明当+17U-电压上升到10V左右时，光耦初级侧就开始有电流 CH1：+17U-电压 CH2：U8 Pin2（Vka） CH3：U8 Pin4（幅值不准）
启动时波形
从TL431的内部等效图可以看出，当参考输入端电压低于时，IKA可以认为是零，而+17U-电压为10V时，TL431参考端电压远低于，那么流过光耦初级侧的电流从哪里来？唯一的路径就是经过R55、C85，再到R57。验证过程如下：
开关电源输入端不供电，用稳压源给+17U-/-8U-供电，量测如下电压波形
（1）稳压源供电5V，R55上最高有的电压，电流最高；R54上最高有的电压，电流最高，即电流全部流过R55、C85，此时光耦二极管未导通
CH1：R55右端 Ch2：R55左端 Math：CH1-CH2（R55电压）
R55上的电压波形
CH1：R54左端 Ch2：R54右端 Math：CH1-CH2（R54电压）
R54上的电压波形
（2）稳压源供电10V，R55上最高有的电压，电流最高；R54上最高有的电压，电流最高。电流全部流过R55、C85
CH1：R55右端 Ch2：R55左端 Math：CH1-CH2（R55电压）
R55上的电压波形
CH1：R54左端 Ch2：R54右端 Math：CH1-CH2（R54电压）
R54上的电压波形
（3）去掉C85，稳压源10V供电，R54基本没有电压降（尖峰处是因为机械开关的抖动） CH1：R54左端 Ch2：R54右端 Math：CH1-CH2（R54电压）
从以上实验可以看出，开关电源启动时，由于C85的存在，主反馈电压升高到10V时，经过R54、R53//U8、R55给C85充电，导致U8初级侧有电流，引起次级侧电压波动。去掉C85后给开关电源1输入供电，启动时波形如下，可以看出当+17U-电压升高到25V时光耦次级侧电压才开始下降
CH1：+17U-电压 CH2：U8 Pin2（VKA） CH3：U8 Pin4
CH1：+17U-电压 CH2：U8 Pin2（VKA） CH3：U8 Pin4
从上图可以看出去掉C85后，当主反馈电压达到5V，TL431开始工作时VKA有明显的抖动，造成光耦次级侧电压波动较大，这样会导致整个电压反馈环路的不稳定，输出电压波动较大，这样C85在电路中的作用也体现出来了，就是用来做环路补偿的。关于环路补偿的详细分析请参考如下附件
基于UC2844的单端反激电源原理及波形
