反激式变压器设计原理
绿色节能PWM控制器 CR68XX
CR6848低功耗的电流模PWM反激式控制芯片
成都启达科技有限公司 联系人：陈 金 元 TEL: 电话/传真：-218 电邮: ； MSN:
概 述： CR6848是一款高集成度、低功耗的电流模PWM控制芯片，适用于离线式AC-DC反激拓扑的小功
率电源模块。
特点：电流模式PWM控制 低启动电流 低工作电流
极少的外围元件 片内自带前沿消隐 (300nS) 额定输出功率限制 欠压锁定 (12.1V~16.1V) 内建同步斜坡补偿 PWM工作频率可调 输出电压钳位 (16.5V) 周期电流限制
软驱动 2000V的ESD保护 过载保护
过压保护（27V） 60瓦以下的反激电源 SOT23-6L、DIP8封装
应用领域：本芯片适用于：电池充电器、机顶盒电源、DVD 电源、小功率电源适配器等60 瓦以下(包括60 瓦)的反激电源模块。
兼
容 型 号：
SG6848/SG5701/SG5848/LD7535/LD7550/OB2262/OB2263。 原生产厂家 现货热销！-218，。
CR6842兼容SG6842J/LD7552/OB2268/OB2269。
绿色节能PWM控制器 AC-DC
产品型号 功能描述 封装形式 兼 容 型 号
CR6848 低成本小功率绿色 SOT-26/DIP-8 SG6848/SG5701/SG5848
节能PWM控制器 LD7535/LD7550
OB2262/OB2263 CR6850 新型低成本小功率绿色 SG6848/SG5701/SG5848
节能PWM控制器 SOT-26/DIP-8 LD7535/LD7550 SOP-8 OB2262/OB2263
CR6851 具有频率抖动的低成本 SOT-26/DIP-8 SG6848/SG5701/SG5848
绿色节能PWM控制器 SOP-8 LD7535/LD755
OB2262/OB2263
CR6842 具有频率抖动的大功能 DIP-8 兼容SG6842J/LD7552
绿色节能PWM控制器 SOP-8 OB2268/OB2269
CR5842 具有频率抖动的多保护功能 DIP-8
大功率绿色节能PWM控制器 SOP-8
CR6505 半桥ATX电源PWM控制器 DIP-16 兼容WT7514，AT2005 CR6515 半桥ATX电源PWM控
制器+TL431 DIP-20 兼容SG6105
CR6561 有源PFC控制器 DIP-8、SOP-8
(Flyback Transformer Design Theory)
第一节. 概述.
反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或\转换器.因其输出端在原边绕组
断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图. 一、反激式转换器的优点有:
1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2. 转换效率高,损失小. 3. 变压器匝数比值较小.
4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在
85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求. 二、反激式转换器的缺点有:
1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于
150W以下.
2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以
必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.
3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困
难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. 第二节. 工作原理
在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器\有隔
离与扼流之双重作用.因此\又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下:
当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).
由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2.
由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax
VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T
由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN.
开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数 相等 NpIp = NsIs而导出. Ip亦可用下列方法表示:
Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下:
输出功率 : Po = LIp2η / 2T 输入电压 : VIN = Ldi / dt设 di = Ip,且 1 / dt = f / Dmax,则: VIN = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / Ipf 则Po又可表示为 :
Po = ηVINf DmaxIp2 / 2f Ip = 1/2ηVINDmaxIp ∴ Ip = 2Po / ηVINDmax
上列公式中 :
VIN : 最小直流输入电压 (V) Dmax : 最大导通占空比 Lp : 变压器初级电感 (mH) Ip : 变压器原边峰值电流 (A) f : 转换频率 (KHZ) 图2 反激式转换器波形图 由上述理论可知,转换器的占空比与变压器的匝数比受限于开关晶体管耐压与最大集电极电流,而此两项是导致开关晶体成本上升的关键因素,因此设计时需综合考量做取舍. 反激式变换器一般工作于两种工作方式 :
1. 电感电流不连续模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 \完全能量转换 \on时储存在变压器中的所有能量在反激周期 (toff)中都转移到输出端.
2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 \不完全能量转换 \储存在变压器中的一部分能量在toff末保留到下一个ton周期的开始.
DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.实际上,当变换器输入电压VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在 CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 \右半平面零点 \引起的不稳定.
DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.
反激式变压器设计原理
