三、 电动汽车低压驱动板开关电源
低压驱动板上有2两路开关电源,输入电压都是24V低压,但负载不同,电路设计不一样。 1、开关电源1启动波形
(1)第一个驱动,持续时间长,电流检测电阻上的电压已经达到1.2V。由于输入电压只有24V,变压器匝间电容几乎不会引起MOSFET开通时的电流尖峰 CH1:电流检测电阻电压 CH2:Isense电压
2、稳态时的波形(DCM)
由于变压器有漏感,等效为与变压器原边绕组串联,MOS开通时漏感会储存能量,当MOS关断时漏感储存的能量不能传递到副边,此部分能量需要寻找泄放途径,就会在MOS电压上形成尖峰。在DCM状态,电流较小,因此MOS关断时尖峰电压较低,如下图为49V CH1:MOS管电压Vds CH2:次级侧+17U整流二极管电压
DCM状态,当次级侧整流二极管续流结束时,初级侧励磁电感和MOSFET的输出电容Coss(D、S之间电容)谐振,励磁电感感量大,所以谐振幅度大,频率低(f=1/(2π*√LC)),引起谐振的过程如下:
(1)首先,在副边传递能量的过程中,MOS管上的电压是输入电压与副边反射电压之和。由于两者都是稳定的,所以前期电压是稳定的。
(2)当能量传递完成的时候,副边相当于开路,原边也相当于开路,那么原边电路等效为一个输入电源,一个变压器绕组,一个MOS管输出电容,即电源+电感+电容,由于电容上的电压与电源电压不相等,所以只能发生谐振。振荡开始阶段,MOS管输出电容上的电压(输入电压Vin与反射电压Vr之和)比输入电压高,MOS管输出电容开始通过变压器原边给输入电源充电,所以MOS管DS电压开始降低,由于RCD钳位电路的存在,这个振荡是阻尼振荡,幅度越来越小,直到Vds稳定在输入电源电压。谐振电压通过变压器耦合到次级侧整流二极管
CH1:MOS管电压 CH3:+17U整流二极管电压
红线左边为整流二极管续流,右边则是续流结束,初级侧发生谐振
Vin+Vr Vin
3、CCM状态
电源启动时,电路处于CCM状态,负载电流较大, MOSFET关断时尖峰电压较高,如下图为63V。MOS管关断期间副边二极管一直在导通,原边MOS管电压被钳位在输入电压与反射电压之和,因此MOS管关断后不会出现DCM时的谐振
CH1:MOS管电压Vds CH2:次级侧+17U整流二极管电压
由于MOSFET关断时会有很高的尖峰电压,如果不采取措施,此电压可能会击穿MOSFET,因此电路中都会加RCD吸收,如下图中红色选中器件D30、C71及与C71并联的4个电阻。
开关电源1 MOS管RCD吸收电路
从下图波形可以看出,当MOS导通时D30承受约40V的反压;MOS关断瞬间, Vds电压上升到电源电压与反射电压之和(即Vin+Vr),此时D30导通,漏感能量经过D30给电容C71充电。
CH1:D30电压 CH3:MOS管电压Vds
D30导通
稳态时(DCM状态)D30波形 左图红框展开波形
电容C71上的电压波形如下,在17V左右波动。D30导通时C71吸收漏感能量,电压升高,漏感能量释放完毕后D30截止,C71电压逐渐降低,直到D30再次导通
CH1:D30电压 CH3:电容C71两端电压
关于RCD吸收电路的原理与分析计算,请参考附件
4、开关电源2反馈电路
(1)TL431等效电路图如下
电压反馈的稳压原理:当主反馈电压(+5V)升高时,经电阻R125、R155分压后接到TL431的参考输入端(误差放大器同向输入端)的电压升高,使得TL431阴、阳极间电压Vka降低,进而光耦的二极管电流IF变大,于是光耦集射极动态电阻变小,集射极间电压变低,即UC2844的Pin1电压变低,使得MOSFET功率管的导通时间变短,于是传输到次级线圈的能量减小,使输出电压降低。参考波形如下:
稳态时的波形,数学函数为CH1-CH2,即R150上的电压,最高825mV,最低680mV,二极管导通压降为1.05V,则可以算出流过光耦二极管的电流IF最高1.25mA,最低0.95mA
CH1:+5V CH2:U22 Pin1 CH3:U22 Pin2(Vka) MATH:CH1-CH2(R150压降)
基于UC2844的单端反激电源原理波形
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