三、 电动汽车低压驱动板开关电源
低压驱动板上有2两路开关电源，输入电压都是24V低压，但负载不同，电路设计不一样。 1、开关电源1启动波形
（1）第一个驱动，持续时间长，电流检测电阻上的电压已经达到1.2V。由于输入电压只有24V，变压器匝间电容几乎不会引起MOSFET开通时的电流尖峰 CH1：电流检测电阻电压 CH2：Isense电压
2、稳态时的波形（DCM）
由于变压器有漏感，等效为与变压器原边绕组串联，MOS开通时漏感会储存能量，当MOS关断时漏感储存的能量不能传递到副边，此部分能量需要寻找泄放途径，就会在MOS电压上形成尖峰。在DCM状态，电流较小，因此MOS关断时尖峰电压较低，如下图为49V CH1：MOS管电压Vds CH2：次级侧+17U整流二极管电压
DCM状态，当次级侧整流二极管续流结束时，初级侧励磁电感和MOSFET的输出电容Coss(D、S之间电容)谐振，励磁电感感量大，所以谐振幅度大，频率低（f=1/(2π*√LC)），引起谐振的过程如下：
（1）首先，在副边传递能量的过程中，MOS管上的电压是输入电压与副边反射电压之和。由于两者都是稳定的，所以前期电压是稳定的。
（2）当能量传递完成的时候，副边相当于开路，原边也相当于开路，那么原边电路等效为一个输入电源，一个变压器绕组，一个MOS管输出电容，即电源+电感+电容，由于电容上的电压与电源电压不相等，所以只能发生谐振。振荡开始阶段，MOS管输出电容上的电压（输入电压Vin与反射电压Vr之和）比输入电压高，MOS管输出电容开始通过变压器原边给输入电源充电，所以MOS管DS电压开始降低，由于RCD钳位电路的存在，这个振荡是阻尼振荡，幅度越来越小，直到Vds稳定在输入电源电压。谐振电压通过变压器耦合到次级侧整流二极管
CH1：MOS管电压 CH3：+17U整流二极管电压
红线左边为整流二极管续流，右边则是续流结束，初级侧发生谐振
Vin+Vr Vin
3、CCM状态
电源启动时，电路处于CCM状态，负载电流较大， MOSFET关断时尖峰电压较高，如下图为63V。MOS管关断期间副边二极管一直在导通，原边MOS管电压被钳位在输入电压与反射电压之和，因此MOS管关断后不会出现DCM时的谐振
CH1：MOS管电压Vds CH2：次级侧+17U整流二极管电压
由于MOSFET关断时会有很高的尖峰电压，如果不采取措施，此电压可能会击穿MOSFET，因此电路中都会加RCD吸收，如下图中红色选中器件D30、C71及与C71并联的4个电阻。
开关电源1 MOS管RCD吸收电路
从下图波形可以看出，当MOS导通时D30承受约40V的反压；MOS关断瞬间， Vds电压上升到电源电压与反射电压之和（即Vin+Vr），此时D30导通，漏感能量经过D30给电容C71充电。
CH1：D30电压 CH3：MOS管电压Vds
D30导通
稳态时（DCM状态）D30波形 左图红框展开波形
电容C71上的电压波形如下，在17V左右波动。D30导通时C71吸收漏感能量，电压升高，漏感能量释放完毕后D30截止，C71电压逐渐降低，直到D30再次导通
CH1：D30电压 CH3：电容C71两端电压
关于RCD吸收电路的原理与分析计算，请参考附件
4、开关电源2反馈电路
（1）TL431等效电路图如下
电压反馈的稳压原理：当主反馈电压（+5V）升高时，经电阻R125、R155分压后接到TL431的参考输入端(误差放大器同向输入端)的电压升高，使得TL431阴、阳极间电压Vka降低，进而光耦的二极管电流IF变大，于是光耦集射极动态电阻变小，集射极间电压变低，即UC2844的Pin1电压变低，使得MOSFET功率管的导通时间变短，于是传输到次级线圈的能量减小，使输出电压降低。参考波形如下：
稳态时的波形，数学函数为CH1-CH2，即R150上的电压，最高825mV，最低680mV，二极管导通压降为1.05V，则可以算出流过光耦二极管的电流IF最高1.25mA，最低0.95mA
CH1：+5V CH2：U22 Pin1 CH3：U22 Pin2（Vka） MATH：CH1-CH2(R150压降)
基于UC2844的单端反激电源原理波形
